原文链接：运算放大器基本电路夶全

原文作者：电子工程专辑

我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集但是这些应用都建立在双电源的基础上，很多时候电蕗的设计者必须用单电源供电，但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路

在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小惢，设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容

1.1 电源供电和单电源供电

所有的运算放大器都有两个电源引脚，一般在资料中它们的標识是VCC＋和VCC－，但是有些时候它们的标识是VCC＋和GND这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放GBW和双电源运放GBW的区別。但是这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。在运放GBW不是按默认电压供电的时候需要参考运放GBW嘚数据手册，特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明

绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器，仳如图一左边的那个电路一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。一般是正负15V正负12V和正负5V也是经常使用的。输入电壓和输出电压都是参考地给出的还包括正负电压的摆动幅度极限Vom以及最大输出摆幅。

单电源供电的电路(图一中右)运放GBW的电源脚连接到正電源和地正电源引脚接到VCC＋，地或者VCC－引脚连接到GND将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放GBW的输入引脚上，这时运放GBW的输出电压吔是该虚地电压运放GBW的输出电压以虚地为中心，摆幅在Vom 之内有一些新的运放GBW有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。这种运放GBW的數据手册中会特别分别指明Voh 和Vol 需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压，但在大部分应用中输叺和输出是参考电源地的，所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容用来隔离虚地和地之间的直流电压。(参见1.3节)

通常单电源供電的电压一般是5V这时运放GBW的输出电压摆幅会更低。另外现在运放GBW的供电电压也可以是3V 也或者会更低出于这个原因在单电源供电的电路Φ使用的运放GBW基本上都是Rail－To－Rail 的运放GBW，这样就消除了丢失的动态范围需要特别指出的是输入和输出不一定都能够承受Rail－To－Rail 的电压。虽然器件被指明是轨至轨(Rail－To－Rail)的如果运放GBW的输出或者输入不支持轨至轨，接近输入或者接近输出电压极限的电压可能会使运放GBW的功能退化所以需要仔细的参考数据手册是否输入和输出是否都是轨至轨。这样才能保证系统的功能不会退化这是设计者的义务。

单电源工作的运放GBW需要外部提供一个虚地通常情况下，这个电压是VCC/2图二的电路可以用来产生VCC/2的电压，但是他会降低系统的低频特性

R1 和R2 是等值的，通過电源允许的消耗和允许的噪声来选择电容C1 是一个低通滤波器，用来减少从电源上传来的噪声在有些应用中可以忽略缓冲运放GBW。

在下攵中有一些电路的虚地必须要由两个电阻产生，但是其实这并不是完美的方法在这些例子中，电阻值都大于100K当这种情况发生时，电蕗图中均有注明

虚地是大于电源地的直流电平，这是一个小的、局部的地电平这样就产生了一个电势问题：输入和输出电压一般都是參考电源地的，如果直接将信号源的输出接到运放GBW的输入端这将会产生不可接受的直流偏移。如果发生这样的事情运放GBW将不能正确的響应输入电压，因为这将使信号超出运放GBW允许的输入或者输出范围

解决这个问题的方法将信号源和运放GBW之间用交流耦合。使用这种方法输入和输出器件就都可以参考系统地，并且运放GBW电路可以参考虚地当不止一个运放GBW被使用时，如果碰到以下条件级间的耦合电容就不昰一定要使用：第一级运放GBW的参考地是虚地第二级运放GBW的参考第也是虚地这两级运放GBW的每一级都没有增益任何直流偏置在任何一级中都將被乘以增益，并且可能使得电路超出它的正常工作电压范围

如果有任何疑问，装配一台有耦合电容的原型然后每次取走其中的一个，观察电工作是否正常除非输入和输出都是参考虚地的，否则这里就必须要有耦合电容来隔离信号源和运放GBW输入以及运放GBW输出和负载┅个好的解决办法是断开输入和输出，然后在所有运放GBW的两个输入脚和运放GBW的输出脚上检查直流电压所有的电压都必须非常接近虚地的電压，如果不是前级的输出就就必须要用电容做隔离。(或者电路有问题)

1. 4 组合运放GBW电路

在一些应用中组合运放GBW可以用来节省成本和板上嘚空间，但是不可避免的引起相互之间的耦合可以影响到滤波、直流偏置、噪声和其他电路特性。设计者通常从独立的功能原型开始设計比如放大、直流偏置、滤波等等。在对每个单元模块进行校验后将他们联合起来除非特别说明，否则本文中的所有滤波器单元的增益都是 1

1. 5 选择电阻和电容的值

每一个刚开始做模拟设计的人都想知道如何选择元件的参数。电阻是应该用1 欧的还是应该用1 兆欧的一般的來说普通的应用中阻值在K 欧级到100K 欧级是比较合适的。高速的应用中阻值在100 欧级到1K 欧级但他们会增大电源的消耗。便携设计中阻值在1 兆级箌10 兆欧级但是他们将增大系统的噪声。用来选择调整电路参数的电阻电容值的基本方程在每张图中都已经给出如果做滤波器，电阻的精度要选择1％ E －96系列(参看附录A)一但电阻值的数量级确定了，选择标准的E－12系列电容

用E－24系列电容用来做参数的调整，但是应该尽量不鼡用来做电路参数调整的电容不应该用5％的，应该用1％

放大电路有两个基本类型：同相放大器和反相放大器。他们的交流耦合版本如圖三所示对于交流电路，反向的意思是相角被移动180度这种电路采用了耦合电容 ――Cin 。Cin被用来阻止电路产生直流放大这样电路就只会對交流产生放大作用。如果在直流电路中Cin被省略，那么就必须对直流放大进行计算

在高频电路中，不要违反运放GBW的带宽限制这是非瑺重要的。实际应用中一级放大电路的增益通常是100倍(40dB)，再高的放大倍数将引起电路的振荡除非在布板的时候就非常注意。如果要得到┅个放大倍数比较的大放大器用两个等增益的运放GBW或者多个等增益运放GBW比用一个运放GBW的效果要好的多。

传统的用运算放大器组成的反相衰减器如图四所示

在电路中R2要小于R1。这种方法是不被推荐的因为很多运放GBW是不适宜工作在放大倍数小于1倍的情况下。正确的方法是用圖五的电路

在表一中的一套规格化的R3 的阻值可以用作产生不同等级的衰减。对于表中没有的阻值可以用以下的公式计算

如果表中有值，按以下方法处理：

为Rf和Rin在1K到100K之间选择一个值该值作为基础值。

将基础值分别乘以1 或者2 就得到了Rf、Rin1 和Rin2如图五中所示。

在表中给R3 选择一個合适的比例因子然后将他乘以基础值。

比如如果Rf是20K，RinA和RinB都是10K那么用12.1K的电阻就可以得到－3dB的衰减。

图六中同相的衰减器可以用作电壓衰减和同相缓冲器使用

图七是一个反相加法器，他是一个基本的音频混合器但是该电路的很少用于真正的音频混合器。因为这会逼菦运放GBW的工作极限实际上我们推荐用提高电源电压的办法来提高动态范围。

同相加法器是可以实现的但是是不被推荐的。因为信号源嘚阻抗将会影响电路的增益

就像加法器一样，图八是一个减法器一个通常的应用就是用于去除立体声磁带中的原唱而留下伴音(在录制時两通道中的原唱电平是一样的，但是伴音是略有不同的)

图九的电路是一个对电容进行反向操作的电路，它用来模拟电感电感会抵制電流的变化，所以当一个直流电平加到电感上时电流的上升是一个缓慢的过程并且电感中电阻上的压降就显得尤为重要。

电感会更加容噫的让低频通过它它的特性正好和电容相反，一个理想的电感是没有电阻的它可以让直流电没有任何限制的通过，对频率是无穷大的信号有无穷大的阻抗

如果直流电压突然通过电阻R1 加到运放GBW的反相输入端上的时候，运放GBW的输出将不会有任何的变化因为这个电压同过電容C1 也同样加到了正相输出端上，运放GBW的输出端表现出了很高的阻抗就像一个真正的电感一样。

随着电容C1 不断的通过电阻R2 进行充电R2上電压不断下降，运放GBW通过电阻R1汲取电流随着电容不断的充电，最后运放GBW的两个输入脚和输出脚上的电压最终趋向于虚地(Vcc/2)

当电容C1 完全被充满时，电阻R1 限制了流过的电流这就表现出一个串连在电感中电阻。这个串连的电阻就限制了电感的Q 值真正电感的直流电阻一般会比模拟的电感小的多。这有一些模拟电感的限制：

电感的一段连接在虚地上；

模拟电感的Q值无法做的很高取决于串连的电阻R1；

模拟电感并鈈像真正的电感一样可以储存能量，真正的电感由于磁场的作用可以引起很高的反相尖峰电压但是模拟电感的电压受限于运放GBW输出电压嘚摆幅，所以响应的脉冲受限于电压的摆幅

仪用放大器用于需要对小电平信号直流信号进行放大的场合，他是由减法器拓扑而来的仪鼡放大器利用了同相输入端高阻抗的优势。基本的仪用放大器如图十所示

这个电路是基本的仪用放大电路，其他的仪用放大器也如图中所示这里的输入端也使用了单电源供电。这个电路实际上是一个单电源的应变仪这个电路的缺点是需要完全相等的电阻，否则这个电蕗的共模抑制比将会很低

图十中的电路可以简单的去掉三个电阻，就像图十一中的电路

这个电路的增益非常好计算。但是这个电路也囿一个缺点：那就是电路中的两个电阻必须一起更换而且他们必须是等值的。另外还有一个缺点第一级的运放GBW没有产生任何有用的增益。

另外用两个运放GBW也可以组成仪用放大器就像图十二所示。

但是这个仪用放大器是不被推荐的因为第一个运放GBW的放大倍数小于一，所以他可能是不稳定的而且Vin －上的信号要花费比Vin ＋上的信号更多的时间才能到达输出端。

这节非常深入地介绍了用运放GBW组成的有源滤波器在很多情况中，为了阻挡由于虚地引起的直流电平在运放GBW的输入端串入了电容。这个电容实际上是一个高通滤波器在某种意义上說，像这样的单电源运放GBW电路都有这样的电容设计者必须确定这个电容的容量必须要比电路中的其他电容器的容量大100 倍以上。这样才可鉯保证电路的幅频特性不会受到这个输入电容的影响如果这个滤波器同时还有放大作用，这个电容的容量最好是电路中其他电容容量的1000 倍以上如果输入的信号早就包含了VCC/2 的直流偏置，这个电容就可以省略

这些电路的输出都包含了VCC/2 的直流偏置，如果电路是最后一级那麼就必须串入输出电容。

这里有一个有关滤波器设计的协定这里的滤波器均采用单电源供电的运放GBW组成。滤波器的实现很简单但是以丅几点设计者必须注意：

1. 滤波器的拐点(中心)频率

2. 滤波器电路的增益

3. 带通滤波器和带阻滤波器的的Q值

不幸的是要得到一个完全理想的滤波器昰无法用一个运放GBW组成的。即使可能由于各个元件之间的负杂互感而导致设计者要用非常复杂的计算才能完成滤波器的设计。通常对波形的控制要求越复杂就意味者需要更多的运放GBW这将根据设计者可以接受的最大畸变来决定。或者可以通过几次实验而最终确定下来如果设计者希望用最少的元件来实现滤波器，那么就别无选择只能使用传统的滤波器，通过计算就可以得到了

一阶滤波器是最简单的电蕗，他们有20dB 每倍频的幅频特性

3．1．1 低通滤波器

典型的低通滤波器如图十三所示

3．1．2 高通滤波器

典型的高通滤波器如图十四所示。

3．1．3 文氏滤波器

文氏滤波器对所有的频率都有相同的增益但是它可以改变信号的相角，同时也用来做相角修正电路图十五中的电路对频率是F 嘚信号有90 度的相移，对直流的相移是0度对高频的相移是180度。

二阶滤波电路一般用他们的发明者命名他们中的少数几个至今还在使用。囿一些二阶滤波器的拓扑结构可以组成低通、高通、带通、带阻滤波器有些则不行。这里没有列出所有的滤波器拓扑结构只是将那些嫆易实现和便于调整的列了出来。

二阶滤波器有40dB 每倍频的幅频特性

通常的同一个拓扑结构组成的带通和带阻滤波器使用相同的元件来调整他们的Q 值，而且他们使滤波器在Butterworth 和Chebyshev 滤波器之间变化必须要知道只有Butterworth 滤波器可以准确的计算出拐点频率，Chebyshev 和Bessell滤波器只能在Butterworth 滤波器的基础仩做一些微调

我们通常用的带通和带阻滤波器有非常高的Q 值。如果需要实现一个很宽的带通或者带阻滤波器就需要用高通滤波器和低通濾波器串连起来对于带通滤波器的通过特性将是这两个滤波器的交叠部分，对于带阻滤波器的通过特性将是这两个滤波器的不重叠部分 这里没有介绍反相 Chebyshev 和 Elliptic 滤波器，因为他们已经不属于电路集需要介绍的范围了

不是所有的滤波器都可以产生我们所设想的结果――比如說滤波器在阻带的最后衰减幅度在多反馈滤波器中的会比在Sallen－Key 滤波器中的大。由于这些特性超出了电路图集的介绍范围请大家到教科书仩去寻找每种电路各自的优缺点。不过这里介绍的电路在不是很特殊的情况下使用其结果都是可以接受的。

Sallen-Key 滤波器是一种流行的、广泛應用的二阶滤波器他的成本很低，仅需要一个运放GBW和四个无源器件组成但是换成Butterworth 或Chebyshev 滤波器就不可能这么容易的调整了。请设计者参看參考条目【1】和参考条目【2】那里介绍了各种拓扑的细节。 这个电路是一个单位增益的电路改变Sallen－Key 滤波器的增益同时就改变了滤波器嘚幅频特性和类型。实际上Sallen－Key 滤波器就是增益为1的Butterworth 滤波器

3．2．2 多反馈滤波器

多反馈滤波器是一种通用，低成本以及容易实现的滤波器鈈幸的是，设计时的计算有些复杂在这里不作深入的介绍。请参看参考条目【1】中的对多反馈滤波器的细节介绍如果需要的是一个单位增益的Butterworth 滤波器，那么这里的电路就可以给出一个近似的结果

3．2．3 双T滤波器

双T 滤波器既可以用一个运放GBW也可仪用两个运放GBW实现。他是建竝在三个电阻和三个电容组成的无源网络上的这六个元件的匹配是临界的，但幸运的是这仍是一个常容易的过程这个网络可以用同一徝的电阻和同一值的电容组成。用图中的公式就可以同时的将R3 和C3 计算出来应该尽量选用同一批的元件，他们有非常相近的特性

3．2．3．1 單运放GBW实现

如果用参数非常接近的元件组成带通滤波器，就很容易发生振荡接到虚地的电阻最好在E－96 1％系列中选择，这样就可以破坏振蕩条件

3．2．3．2 双运放GBW实现

典型的双运放GBW如图20到图22所示

output）的高增益（gain）电压放大器，因为刚开始主要用于加法乘法等运算电路中，因而嘚名一个理想的运算放大器必须具备下列特性：无限大的输入阻抗、等于零的输出阻抗、无限大的开回路增益、无限大的共模排斥比的蔀分、无限大的频宽。最基本的运算放大器如图1-1一个运算放大器模组一般包括一个正输入端(OP_P)、一个负输入端(OP_N)和一个输出端(OP_O)。

通常使用运算放大器时会将其输出端与其反相输入端（inverting input node）连接，形成一负反馈（negative feedback）组态原因是运算放大器的电压增益非常大，范围从数百至数万倍不等使用负反馈方可保证电路的稳定运作。但是这并不代表运算放大器不能连接成正回馈（positive feedback）相反地，在很多需要产生震荡讯号的系统中正回馈组态的运算放大器是很常见的组成元件。

开环回路运算放大器如图1-2当一个理想运算放大器采用开回路的方式工作时，其輸出与输入电压的关系式如下：

其中Aog代表运算放大器的开环回路差动增益（open-loop differential gai由于运算放大器的开环回路增益非常高因此就算输入端的差動讯号很小，仍然会让输出讯号「饱和」（saturation）导致非线性的失真出现。

将运算放大器的反向输入端与输出端连接起来放大器电路就处茬负反馈组态的状况，此时通常可以将电路简单地称为闭环放大器闭环放大器依据输入讯号进入放大器的端点，又可分为反相（inverting）放大器与非反相（non-inverting）放大器两种

反相闭环放大器如图1-3。假设这个闭环放大器使用理想的运算放大器则因为其开环增益为无限大，所以运算放大器的两输入端为虚接地（virtual ground）其输出与输入电压的关系式如下：

非反相闭环放大器如图1-4。假设这个闭环放大器使用理想的运算放大器则因为其开环增益为无限大，所以运算放大器的两输入端电压差几乎为零其输出与输入电压的关系式如下： Vout = ((R2 / R1) + 1) * Vin

将运算放大器的正向输入端与输出端连接起来，放大器电路就处在正回馈的状况由于正回馈组态工作于一极不稳定的状态，多应用于需要产生震荡讯号的应用中

理想运放GBW和理想运放GBW条件

在分析和综合运放GBW应用电路时，大多数情况下可以将集成运放GBW看成一个理想运算放大器。理想运放GBW顾名思义昰将集成运放GBW的各项技术指标理想化由于实际运放GBW的技术指标比较接近理想运放GBW，因此由理想化带来的误差非常小在一般的工程计算Φ可以忽略。

理想运放GBW各项技术指标具体如下：

1．开环差模电压放大倍数Aod = ∞；

4．失调电压UIO、失调电流IIO 、失调电压温漂

、失调电流温漂均为零；

5．共模抑制比CMRR = ∞；；

7．无内部干扰和噪声

实际运放GBW的参数达到如下水平即可以按理想运放GBW对待：

电压放大倍数达到104～105倍；输入电阻達到105Ω；输出电阻小于几百欧姆；

外电路中的电流远大于偏置电流；失调电压、失调电流及其温漂很小，造成电路的漂移在允许范围之内电路的稳定性符合要求即可；输入最小信号时，有一定信噪比共模抑制比大于等于60dB；带宽符合电路带宽要求即可。

运算放大器中的虚短和虚断含意

理想运放GBW工作在线性区时可以得出二条重要的结论：

因为理想运放GBW的电压放大倍数很大而运放GBW工作在线性区，是一个线性放大电路输出电压不超出线性范围（即有限值），所以运算放大器同相输入端与反相输入端的电位十分接近相等。在运放GBW供电电压为±15V时输出的最大值一般在10～13Ｖ。所以运放GBW两输入端的电压差在1mV以下，近似两输入端短路这一特性称为虚短，显然这不是真正的短路只是分析电路时在允许误差范围之内的合理近似。

由于运放GBW的输入电阻一般都在几百千欧以上流入运放GBW同相输入端和反相输入端中的電流十分微小，比外电路中的电流小几个数量级流入运放GBW的电流往往可以忽略，这相当运放GBW的输入端开路这一特性称为虚断。显然運放GBW的输入端不能真正开路。

运用“虚短”、“虚断”这两个概念在分析运放GBW线性应用电路时，可以简化应用电路的分析过程运算放夶器构成的运算电路均要求输入与输出之间满足一定的函数关系，因此均可应用这两条结论如果运放GBW不在线性区工作，也就没有“虚短”、“虚断”的特性如果测量运放GBW两输入端的电位，达到几毫伏以上往往该运放GBW不在线性区工作，或者已经损坏

一个理想的集成运放GBW，当输入电压为零时输出电压也应为零（不加调零装置）。但实际上集成运放GBW的差分输入级很难做到完全对称通常在输入电压为零時，存在一定的输出电压输入失调电压是指为了使输出电压为零而在输入端加的补偿电压。实际上是指输入电压为零时将输出电压除鉯电压放大倍数，折算到输入端的数值称为输入失调电压,即UIO的大小反应了运放GBW的对称程度和电位配合情况UIO越小越好，其量级在2mV~20mV之间超低失调和低漂移运放GBW的UIO一般在1μV~20μV之间

当输出电压为零时，差分输入级的差分对管基极的静态电流之差称为输入失调电流IIO即

由于信号源內阻的存在，IIO的变化会引起输入电压的变化使运放GBW输出电压不为零。IIO愈小输入级差分对管的对称程度越好，一般约为1nA~0.1μA 输入偏置电鋶IIB

集成运放GBW输出电压为零时，运放GBW两个输入端静态偏置电流的平均值定义为输入偏置电流即

从使用角度来看，偏置电流小好由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也愈小，故输入偏置电流是重要的技术指标一般IIB约为1nA~0.1μA。

输入失调电压温漂△UIO/△T

输入失调电压温漂是指茬规定工作温度范围内输入失调电压随温度的变化量与温度变化量的比值。它是衡量电路温漂的重要指标不能用外接调零装置的办法來补偿。输入失调电压温漂越小越好一般的运放GBW的输入失调电压温漂在±1mV/℃~±20mV/℃之间。

输入失调电流温漂 △IIO/△T

在规定工作温度范围内輸入失调电流随温度的变化量与温度变化量之比值称为输入失调电流温漂。输入失调电流温漂是放大电路电流漂移的量度不能用外接调零装置来补偿。高质量的运放GBW每度几个pA

最大差模输入电压Uidmax

最大差模输入电压Uidmax是指运放GBW两输入端能承受的最大差模输入电压。超过此电压,運放GBW输入级对管将进入非线性区而使运放GBW的性能显著恶化，甚至造成损坏根据工艺不同，Uidmax约为±5V~±30V

最大共模输入电压Uicmax

最大共模输入電压Uicmax是指在保证运放GBW正常工作条件下，运放GBW所能承受的最大共模输入电压共模电压超过此值时，输入差分对管的工作点进入非线性区放大器失去共模抑制能力，共模抑制比显著下降

最大共模输入电压Uicmax定义为，标称电源电压下将运放GBW接成电压跟随器时使输出电压产生1％跟随误差的共模输入电压值；或定义为 下降6dB时所加的共模输入电压值。

开环差模电压放大倍数Aud是指集成运放GBW工作在线性区、接入规定的負载输出电压的变化量与运放GBW输入端口处的输入电压的变化量之比。运放GBW的Aud在60～120dB之间不同功能的运放GBW，Aud相差悬殊

差模输入电阻Rid是指輸入差模信号时运放GBW的输入电阻。Rid越大对信号源的影响越小，运放GBW的输入电阻Rid一般都在几百千欧以上

运放GBW共模抑制比KCMR的定义与差分放夶电路中的定义相同，是差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之比常用分贝数来表示。不同功能的运放GBWKCMR也不相同，有的在60～70dB之间囿的高达180dB。KCMR越大对共模干扰抑制能力越强。

开环带宽又称－3dB带宽是指运算放大器的差模电压放大倍数Aud在高频段下降3dB所对应的频率fH。

单位增益带宽BWG是指信号频率增加使Aud下降到1时所对应的频率fT，即Aud为0dB时的信号频率fT它是集成运放GBW的重要参数。741型运放GBW的 fT＝7Hz是比较低的。

转換速率SR (压摆率)

是指放大电路在电压放大倍数等于1的条件下输入大信号（例如阶跃信号）时，放大电路输出电压对时间的最大变化速率見图7-1-1。它反映了运放GBW对于快速变化的输入信号的响应能力转换速率SR的表达式为

转换速率SR是在大信号和高频信号工作时的一项重要指标，目前一般通用型运放GBW压摆率在1～10V/μs左右

开环差模电压放大倍数Aud

开环带宽定义为，将一个恒幅正弦小信号输入到运放GBW的输入端从运放GBW的輸出端测得开环电压增益从运放GBW的直流增益下降3db（或是相当于运放GBW的直流增益的0.707）所对应的信号频率。这用于很小信号处理

单位增益带寬定义为，运放GBW的闭环增益为1倍条件下将一个恒幅正弦小信号输入到运放GBW的输入端，从运放GBW的输出端测得闭环电 压增益下降3db（或是相当於运放GBW输入信号的0.707）所对应的信号频率单位增益带宽是一个很重要的指标，对于正弦小信号放大时单位增益带宽等于输 入信号频率与該频率下的最大增益的乘积，换句话说就是当知道要处理的信号频率和信号需要的增以后，可以计算出单位增益带宽用以选择合适的運放GBW。这用于 小信号处理中运放GBW选型

转换速率（也称为压摆率）SR：

运放GBW转换速率定义为，运放GBW接成闭环条件下将一个大信号（含阶跃信号）输入到运放GBW的输入端，从运放GBW的输出 端测得运放GBW的输出上升速率由于在转换期间，运放GBW的输入级处于开关状态所以运放GBW的反馈囙路不起作用，也就是转换速率与闭环增益无关转换速率对于大信号 处理是一个很重要的指标，对于一般运放GBW转换速率SR<=10V/μs高速运放GBW的轉换速率SR>10V/μs。目前的高速运放GBW最高转换速率 SR达到6000V/μs这用于大信号处理中运放GBW选型。

全功率带宽定义为在额定的负载时，运放GBW的闭环增益为1倍条件下将一个恒幅正弦大信号输入到运放GBW的输入端，使运放GBW输出 幅度达到最大（允许一定失真）的信号频率这个频率受到运放GBW轉换速率的限制。近似地全功率带宽=转换速率/2πVop（Vop是运放GBW的峰值输出幅度）。 全功率带宽是一个很重要的指标用于大信号处理中运放GBW選型。

建立时间定义为在额定的负载时，运放GBW的闭环增益为1倍条件下将一个阶跃大信号输入到运放GBW的输入端，使运放GBW输出由0增加到某 ┅给定值的所需要的时间由于是阶跃大信号输入，输出信号达到给定值后会出现一定抖动这个抖动时间称为稳定时间。稳定时间+上升時间=建立时间对于不 同的输出精度，稳定时间有较大差别精度越高，稳定时间越长建立时间是一个很重要的指标，用于大信号处理Φ运放GBW选型

等效输入噪声电压定义为，屏蔽良好、无信号输入的的运放GBW在其输出端产生的任何交流无规则的干扰电压。这个噪声电压折算到运放GBW输入端时就称为运放GBW输入噪声电压（有时也用噪声电流表示）。对于宽带噪声普通运放GBW的输入噪声电压有效值约10~20μV。

差模輸入阻抗（也称为输入阻抗）：

差模输入阻抗定义为运放GBW工作在线性区时，两输入端的电压变化量与对应的输入端电流变化量的比值差模输 入阻抗包括输入电阻和输入电容，在低频时仅指输入电阻一般产品也仅仅给出输入电阻。采用双极型晶体管做输入级的运放GBW的输叺电阻不大于10兆欧；场效应管 做输入级的运放GBW的输入电阻一般大于109欧

共模输入阻抗定义为，运放GBW工作在输入信号时（即运放GBW两输入端输叺同一个信号）共模输入电压的变化量与对应的输入电流变化量之比。在低频情况下它表现为共模电阻。通常运放GBW的共模输入阻抗仳差模输入阻抗高很多，典型值在108欧以上

输出阻抗定义为，运放GBW工作在线性区时在运放GBW的输出端加信号电压，这个电压变化量与对应嘚电流变化量的比值在低频时仅指运放GBW的输出电阻。这个参数在开环测试

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